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1 绪论1

1.1　无线、天线和阵列信号处理的历史1

1.2　在无线中利用多天线5

1.2.1 阵列增益5

1.2.2　分集增益6

1.2.3　空间多路复用（SM）7

1.2.4　干扰抑制7

1.3　空时无线通信系统8

2 空时传播10

2.1 引言10

2.2　无线信道10

2.2.1　路径损耗11

2.2.2 衰落11

2.3　宏小区散射模型16

2.4　信道作为空时随机域19

2.4.1　广义平稳性（WSS）20

2.4.2　非相关散射（US）20

2.4.3　均匀信道（HO）21

2.5　散射函数22

2.6　极化和场化各种信道24

2.7　天线阵列拓扑结构25

2.8　退化信道26

2.9　互易性及其含义28

3 空时信道和信号模型29

3.1 引言29

3.2　定义29

3.2.1　SISO信道29

3.2.2　SIMO信道30

3.2.3　MISO信道30

3.2.4　MIMO信道30

3.3　空时信道物理散射模型31

3.3.1 SIMO信道33

3.3.2　MISO信道34

3.3.3　MIMO信道34

3.4　扩展信道模型36

3.4.1　空间衰落相关性36

3.4.2　视线（LOS）成分36

3.4.3　交叉极化天线38

3.4.4　退化信道39

3.5　H的统计特性39

3.5.1　H的奇异值39

3.5.2 H的Frobenius范数平方40

3.6　信道测量和测试41

3.7　采样信号模型43

3.7.1 归一化43

3.7.2　SISO采样信号模型44

3.7.3　SIMO采样信号模型46

3.7.4　MISO采样信号模型47

3.7.5　MIMO信号模型48

3.8　空时多用户和空时干扰信道49

3.8.1 空时（ST）多用户信道49

3.8.2　空时干扰信道50

3.9　空时信道估计51

3.9.1　接收端空时信道估计51

3.9.2　发送端空时信道估计52

4 空时信道容量57

4.1 引言57

4.2　频率平坦确定性MIMO信道容量57

4.3　发送端不知道信道58

4.4　发送端知道信道60

4.4.1 SIMO和MISO信道的容量63

4.5　随机MIMO信道容量64

4.5.1 大M时Hw信道的容量64

4.5.2　信息速率的统计特性64

4.6　Ricean衰落、衰落相关、交叉极化鉴别和退化对MIMO容量的影响69

4.6.1　空时衰落相关的影响70

4.6.2　视线成分的影响71

4.6.3　非衰落信道中交叉极化鉴别的影响72

4.6.4　退化的影响74

4.7　频率选择性MIMO信道的容量74

5 空间分集78

5.1 引言78

5.2　分集增益78

5.2.1　编码增益对分集增益80

5.2.2　空间分集对时间／频率分集81

5.3　接收天线分集82

5.4　发送天线分集83

5.4.1　发送端未知信道：MISO84

5.4.2　发送端已知信道：MISO86

5.4.3　发送端未知信道：MIMO87

5.4.4　发送端已知信道：MIMO89

5.5　分集重数与信道可变性91

5.6　扩展信道的分集性能92

5.6.1　信号相关和增益失衡的影响92

5.6.2　Ricean衰落的影响94

5.6.3　退化MIMO信道95

5.7　空间分集和路径分集结合96

5.8　间接发送分集97

5.8.1　延迟分集98

5.8.2　相位-滚动分集98

5.9　空-时-频选择性衰落信道的分集99

6 发送端未知信道信息的空时编码101

6.1 引言101

6.2　编码和交织结构102

6.3　频率平坦信道的空时编码103

6.3.1 信号模型103

6.3.2　空时码字设计准则104

6.3.3　空时分集编码（rs≤1）105

6.3.4　性能讨论111

6.3.5　作为空时码的空间复用（rs＝MT）111

6.3.6 居中速率的空时编码（1＜rs＜MT）114

6.4　频率选择性信道的空时编码117

6.4.1　信号模型117

6.4.2　空时码字设计准则118

7 空时接收机124

7.1　引言124

7.2　接收机：SISO124

7.2.1　频率平坦信道124

7.2.2　频率选择性信道125

7.3　接收机：SIMO130

7.3.1　频率平坦信道130

7.3.2　频率选择性信道130

7.4　接收机：MIMO135

7.4.1　空时分集策略135

7.4.2　空间复用（SM）策略135

7.4.3　水平和对角编码的空间复用144

7.4.4　频率选择性信道145

7.5　迭代MIMO接收机145

8 在发送端利用信道信息149

8.1 引言149

8.2　线性预滤波150

8.3　最大速率的最佳预滤波151

8.3.1　完全信道信息151

8.3.2　部分信道信息151

8.4　使误码率最小化的最佳预滤波153

8.4.1　完全信道信息153

8.4.2　部分信道信息154

8.5　在发送端的选择156

8.5.1 在空间复用和分集编码之间的选择156

8.5.2　天线选择158

8.6　利用不完全信道信息161

9 空时OFDM和扩频调制164

9.1 引言164

9.2 SISO-OFDM调制164

9.3 MIMO-OFDM调制168

9.4 MIMO-OFDM发送和接收170

9.4.1 MIMO-OFDM的空间分集编码170

9.4.2 MIMO-OFDM的空间复用171

9.4.3 空间-频率编码的MIMO-OFDM172

9.5　SISO-SS调制173

9.5.1　频率平坦信道174

9.5.2　频率选择性信道176

9.6　MIMO-SS调制178

9.7　MIMO-SS的发送和接收178

9.7.1　MIMO-SS的空间分集编码179

9.7.2　MIMO-SS的空间复用181

10 MIMO-MU183

10.1 引言183

10.2 MIMO-MAC185

10.2.1　信号模型185

10.2.2　容量区域186

10.2.3　发送和接收端设计190

10.3　MIMO-BC191

10.3.1　信号模型191

10.3.2　前向链接容量191

10.3.3　发送和接收端设计192

10.4　MIMO-MU的断线性能196

10.4.1 多用户对单用户——单小区197

10.4.2　单小区多用户对多小区单用户198

10.5　使用正交频分复用的MIMO-MU199

10.6　CDMA和多天线199

11 空时同信道干扰抑制201

11.1　引言201

11.2　同信道干扰特征202

11.3　信号模型203

11.3.1　SIMO干扰模型（反向链接）204

11.3.2　MIMO干扰信道（任何链接）205

11.3.3　MISO干扰信道（前向链接）206

11.4　SIMO接收机同信道干扰的抑制207

11.4.1　频率平坦信道207

11.4.2　频率选择性信道209

11.5　MIMO接收机同信道干扰的抑制212

11.5.1　Alamouti编码信号和干扰（MT＝2）212

11.6　MISO发送端同信道干扰的抑制213

11.6.1 发送-最大比合并或匹配的波束成形213

11.6.2　发送迫零或零波束成形器214

11.6.3　协调最大信干噪比的波束成形215

11.7　联合编码和解码216

11.8　扩频调制216

11.8.1 空时-RAKE217

11.8.2 空时-预RAKE218

11.9　正交频分复用调制219

11.10　干扰分集和多天线220

12 MIMO信道的性能限制和折衷223

12.1　引言223

12.2　衰落信道中的错误性能223

12.3　发送信号速率对误包率对信噪比224

12.4　空时编码／接收技术的频谱效率226

12.4.1 对角贝尔实验室分层空时码227

12.4.2　正交空时块码228

12.4.3　空间复用的空时接收机228

12.4.4　接收机比较：变化的MT/MR232

12.5　系统设计233

12.6　关于容量的评价234

参考文献236

图1.1　天线（电磁）技术的发展3

图1.2 到达角度（AOA）估算的发展4

图1.3　天线技术中连接性能的发展4

图1.4　对不同天线配置的数据率（95％的可靠性）与信噪比（SNR）的关系。信道带宽是200kHz。5

图1.5 空时（ST）无线系统中的天线配置（Tx：发送端，Rx：接收端）6

图1.6　空时无线通信系统示意图8

图2.1　信号功率的波动比无线信道的变化范围。平均传播损耗随范围的增大单调递增，局部偏差可能会由于宏观和微观损耗而产生。13

图2.2　典型的多普勒（功率）频谱ψDo（ν）——作为多普勒频率（ν）函数的平均功率。13

图2.3　典型的延迟（功率）分布图ψDe（τ）——作为时延（τ）的函数的平均功率15

图2.4　典型角度（功率）频谱ψA（θ）——作为角度（θ）的函数的平均功率。16

图2.5 散射体的分类。通常散射在终端周围很集中，而在基站很稀疏。17

图2.6　无线信道的散射模型。终端和基站处于等延迟椭圆的焦点上。17

图2.7　空时信道脉冲响应作为评价空时随机域的矢量，注意p（τ，t，d）是复数。19

图2.8 p（τ，x）可以作为散射体在（θi，τi）幅度为S（θi，τi）的总和模型21

图2.9　多普勒-延迟散射函数表示多普勒-延迟维度中的平均功率。23

图2.10　角度-延迟散射函数表示为在角度-延迟维度中的平均功率。23

图2.11 基站的一些天线阵列拓扑结构26

图2.12　空时信道中的针孔（或称锁孔）。这会对空时信道容量和多样性造成巨大的影响。27

图3.1 波阵面撞击穿过天线阵列的示意图。在窄带假设的情况下，除了一个复标量外天线的输出是相同的。32

图3.2　天线阵列的阵列簇示意图33

图3.3 SIMO信道模型。散射体布局产生路径延迟τ和到达角度θ。33

图3.4　MISO信道模型34

图3.5　信道对阵列几何结构的依赖性37

图3.6　双极化天线系统。信号在正交极化上发射和接收。38

图3.7 测量的MT＝MR＝2MIMO信道的时间-频率响应。［H］i,j是第j个发送天线和第i个接收天线之间的信道响应。41

图3.8 SUI信道示意图42

图3.9 MT＝MR＝2的SUI信道42

图3.10 空时信道中的双工。如果运行的时间频率，以及前向和反向链接的天线是一样的，那么信道就是相同的。53

图3.11 紧凑槽孔，在频分双工中前向和反向链接的阵列簇是紧密定位的。55

图4.1 发送端和接收端已知信道时的H模态分解示意图60

图4.2　发送端和接收端已知信道时的H模态分解示意图61

图4.3　注水算法示意图。γ？是分配到第i个空间子信道的最佳能量，且有γ？＝（μ－MTNo/Esλi）+。62

图4.4　MT＝MR＝2的HwMIMO信道信息速率的累积分布函数，且其信噪比为10dB。65

图4.5　不同天线配置的遍历性容量。注意SIMO信道的遍历性容量要高于MISO的。66

图4.6 发送端知道和不知道的情况下MT＝MR＝4MIMO信道的遍历性容量。遍历性容量的差别随信噪比的增加而减少。67

图4.7　MT＝MR＝2的HwMIMO信道遍历性容量与下限的比较。68

图4.8　对不同天线配置的10％断线容量。断线容量随更大的天线配置而提高。68

图4.9　发送端知道和不知道信道情况下MT＝MR＝2MIMO信道的10％断线容量。69

图4.10 低接收相关和高接收相关的遍历性容量。当ρr＝0.95时遍历性容量的损失大约为3.3bps/Hz。71

图4.11 有？1和？2视线成分的MIMO信道的遍历性容量与K因子的关系。在有高K因子时信道几何结构对容量有显著影响。72

图4.12 当α＝1（没有交叉极化鉴别）和α＝0（最佳交叉极化鉴别）时MIMO的容量。好的交叉极化鉴别在较高信噪比时能修复MIMO的容量。73

图4.13　信道退化明显降低了MIMO信道的容量。74

图4.14　频率选择性MIMO信道的容量是频率平坦子信道的容量之和。75

图4.15　增加的频率选择性MIMO信道信息速率的累积分布函数，随着频率选择，断线性能得到改善。76

图5.1　衰落信道中分集对误符号率的影响。误符号率对信噪比曲线的斜率随分集分支数M的增加而增加。80

图5.2　示意图突出了编码增益和分集增益的区别。分集增益引起的信噪比优势随信噪比增长而增长，但对编码增益保持恒定。81

图5.3　增加接收天线数量时的接收分集性能。也显示了阵列增益。83

图5.4 Alamouti方案的传送策略示意图。传送策略使信道正交化而不管信道实现。84

图5.5　Alamouti发送分集（MT＝2,MR＝1）与接收分集（MT＝1,MR＝2）的比较。两种方案都有相同的分集重数为2，但接收分集还有另外的3dB的接收阵列增益。86

图5.6　Alamouti发送分集和MT＝2,MR＝1的发送-最大比合并（transmit-MRC）分集的比较。再次注意发送阵列增益造成的差异。87

图5.7 Alamouti方案与MT＝MR＝2的主要特征模式传送的比较。由于阵列增益，主要特征模式传送优于Alamouti方案。90

图5.8 随空间分集的增长的重数造成的链接的稳定性提高。在极限MTMR→∞中，信道是非常稳定且接近于加性高斯白噪声链接的。91

图5.9　空间衰落相关对MT＝MR＝2的Alamouti方案性能的影响。独立同分布衰落对分集是最好的。93

图5.10 Ricean衰落对Alamouti方案性能的影响。信道中不变成分的存在稳定了链接，并且在高K因子时改进了信道。94

图5.11　退化信道和Hw信道中误符号率对信噪比。与Hw信道的MTMR相比，退化信道的分集重数是min（MT,MR）。96

图5.12　频率选择性衰落对SIMO（MR＝2）信道的分集性能的影响。当物理信道抽头的间隔从Ts/4增加到Ts时分集性能改善了。97

图5.13 延迟分集示意图——发送端的空间选择性信道被转换成接收端的频率选择性信道。98

图5.14　相位-滚动分集示意图——发送端的空间选择性信道被转换成接收端的时间选择性信道。99

图5.15　在三元阵列中的填充因子PR和可用分集。圆的直径等于相干距离Dc，×表示一个天线位置。100

图5.16　MR＝MT＝2,B/BC＝2的空时信道的分集构成示意图。每个内部方块代表一个分集维数。100

图6.1 编码结构。信号速率是调制序号的对数（q），时间编码率（rt）和空间速率（rs）之积。102

图6.2 一个4-正交幅度调制（4-QAM），四状态格码的格图，其MT＝2，速率为2bps/Hz。106

图6.3　4-正交幅度调制（4-QAM），八个状态的格码的格图，其MT＝2，速率为2bps/Hz。107

图6.4　对MT＝2,MR＝1的四状态和八状态格码的误帧率性能的比较。随状态数的增长编码增益增加。107

图6.5 对MT＝2,MR＝1的四状态和八状态格码的误帧率性能的比较。两种编码中都实现了四重分集。108

图6.6 8相移键控（8-PSK）且MT＝2的延迟分集编码的格图。108

图6.7 水平编码。这是一个次优编码技术，能获得最多MR重数的分集。112

图6.8 垂直编码允许信息位在所有的天线中传播。它通常要求复杂的解码技术。112

图6.9 对角编码就是带有流旋转的水平编码。流旋转使信息位可以在所有天线中传播。对角贝尔实验室分层空时（D-BLAST）使用同样的编码。113

图6.10 对角贝尔实验室分层空时（D-BLAST）编码——数字代表属于同一个码字的层。113

图6.11 多种发送信号方案的性能。速率归一化到4bps/Hz。116

图6.12 MT＝2,L＝2时，广义延迟分集（GDD）和标准延迟分集（SDD）性能的比较。广义延迟分集（GDD）增长的延迟允许完全的四重空时分集与标准延迟分集（SDD）的二重分集相比较。120

图7.1 SISO信道的判决反馈均衡器均衡示意图。反馈滤波器从当前要被检测的符号中减去了尾随的符号间干扰。127

图7.2 对Ts路径延迟的两径SISO信道的最大似然序列估计（MLSE），迫零（ZF）和最小均方误差（MMSE）接收机性能的比较。最大似然序列估计接收机的性能接近匹配滤波器界（MFB）。129

图7.3 对0.25Ts路径延迟的SISO信道的最大似然序列估计（MLSE），迫零（ZF）和最小均方误差（MMSE）接收机性能比较。获得了很小的分集。129

图7.4 SIMO中的迫零和最小均方误差均衡器使用一个有MRT个抽头的有限脉冲响应滤波器。132

图7.5 对一个MR＝2，间距为Ts的物理信道抽头的SIMO，其最大似然序列估计（MLSE），迫零（ZF）和最小均方误差（MMSE）接收机的性能比较。最大似然序列估计（MLSE）接收机获得了所有可用空时分集。134

图7.6 MR＝2，独立间距为0.25Ts物理信道抽头的SIMO，其最大似然估计（MLSE），迫零的（ZF）的最小均方误差（MMSE）接收机的性能比较。时间分集的损失是很明显的。134

图7.7 球形译码原理示意图，译码半径R的选择对性能至关重要。136

图7.8 对MT＞1未编码的，HwMIMO信道中最大似然接收机的平均向量误符号率（SER）性能。最大似然接收机在每个流上获得MR重数的空间分集。137

图7.9 MIMO信道上用来分离发送的数据流的线性接收机示意图。138

图7.10 在Hw信道上，对MT＞1的未编码空间复用的迫零接收机的误符号率曲线。每一流被获得的分集重数等于MR-MT+1。140

图7.11 连续对消（SUC）接收机142

图7.12 在HwMIMO信道中，最大似然（ML），有序连续对消（OSUC），连续对消（SUC）和最小均方误差（MMSE）接收机的比较，其中对MT＞1未编码空间复用。有序连续对消要优于连续对消和最小均方误差。143

图7.13 阶段1：A1的最小均方误差（MMSE）解调。阶段2：A2的最小均方误差（MMSE）解调（B1是干扰）。阶段3：A3的最小均方误差（MMSE）解调（B2和C1是干扰）。阶段4：层A被解码且剥去。145

图7.14 迭代接收机的一般结构图。146

图7.15 空时多输入多输出接收机示意图，它是基于空时编码调制概念的。147

图8.1 影响发送端预滤波的因素。149

图8.2 一个利用信道信息发送端有预滤波设计的MIMO系统150

图8.3 基于发送端可用信道信息程度的遍历性容量比较。153

图8.4 基于Rt的信息对Alamouti编码的预滤波改善了性能。155

图8.5 混合有传统波束成形的Alamouti编码。156

图8.6 转换（OSTBC,SM）传送技术与固定的正交空时块码（OSTBC）和固定的空间复用（SM）的比较。在所有信噪比上转换策略都优于另外两种技术。157

图8.7　发送天线切换示意图。158

图8.8　带有发送天线选择的遍历性容量，作为被选天线P和信噪比的函数，MT＝4。159

图8.9　Alamouti编码情况下，从三个接收天线中选择两个产生完全分集重数。161

图9.1 SISO的OFDM传输示意图165

图9.2 SISO信道的单载波，正交频分复用和扩频（多码）调制。阴影部分是一个符号。167

图9.3 多输入多输出（MIMO）-正交频分复用（OFDM）和多输入多输出（MIMO）-扩频（SS）的示意图。每个正交频分复用谐频或扩频码允许MT个输入和MR个输出。169

图9.4 MIMO-OFDM的Alamouti传送策略的示意图。谐频索引取代了单载波（SC）调制的时间索引。171

图9.5 对SISO信道的多码扩频调制示意图175

图9.6 接收端上多延迟相关器的示意图。只画出了一个码（cj）。cj,q指的是延迟q个码片的cj码。177

图9.7 多扩频码传输将提供完全MT重数的分集。我们能用MT个扩频码在一个符号周期发送一个符号。180

图9.8 使用多码扩频（SS）调制的Alamouti译码。我们可以使用两个扩频码在每个符号周期发送两个符号。181

图9.9 对多码扩频（SS）调制的空间复用（SM），MT＝MR＝N1＝2。使用两个扩频码，在每个符号周期得到四个符号。延迟扩展的出现将要求更复杂的接收机。182

图10.1 对在基站的P个终端和M个天线的多输入多输出多用户（MIMO-MU）反向链接（多址接入）信道和前向链接（广播）信道。183

图10.2 接收端联合解码的多输入多输出多址接入信道（MIMO-MAC）的容量区域。粗线表示在反向链接上可达的最大和速率。187

图10.3 接收端独立解码的多输入多输出多址接入信道（MIMO-MAC）的容量区域。一般地，通过独立解码实现的最大和速率将小于联合解码的。188

图10.4 信道特征的相对几何结构对多输入多输出多址接入信道（MIMO-MAC）容量区域的影响。矩形区域对应着任意信道的独立解码。五边形（多边形）区域对应着联合解码。对正交特征（最佳）的区域是重叠的。189

图10.5 在接收端有联合和独立解码的多输入多输出多址接入信道（MIMO-MAC）的最大和速率的累积分布函数（CDF）。解码策略之间的差异随M的增长而减少。189

图10.6 对多输入多输出多址接入信道（MIMO-MAC）接收机的线性处理示意图。原则上G的设计与使用水平编码（HE）的多输入多输出单用户（MIMO-SU）的类似。190

图10.7 对有两个用户的多输入多输出广播信道（MIMO-BC）的可达到的速率区域示意图。可达到的区域的最大和速率等于MIMO-BC的和速率容量。192

图10.8 在多输入多输出广播信道（MIMO-BC）中基站的线性预滤波示意图。193

图10.9 说明功率损失问题的示意图。WZF,1沿h1的增益≤1。194

图10.10 在干扰预消减中减少功率损失的模数运算。196

图10.11 使用迫零预滤波的多输入多输出广播信道（MIMO-BC）和多输入多输出单用户（MIMO-SU）的前向链接容量累积分布函数（CDF）。在10％断线水平上MIMOSU比MIMO-BC好5倍。197

图10.12 多输入单输出-单用户（MISO-SU）和使用迫零预滤波的多输入多输出广播信道（MIMO-BC）的前向链接信干噪比（SINR）累积分布函数（CDF）。198

图10.13 对使用MIMO-BC来说，把重用因子减半来使用MISO-SU是一个有吸引力的替代方法。199

图11.1 典型的时分多址（TDMA）同信道干扰（CCI）模型。典型的在反向链接和前向链接中有一两个强干扰源（在全球移动通信系统（GSM）中SINR≈6～14dB）。202

图11.2 典型的码分多址（CDMA）同信道干扰（CCI）模型。SINR≈-15～-8dB。20dB的扩频（处理）增益使信号可检测。203

图11.3 单输入多输出（SIMO）干扰信道（反向链接）。只画出了一个干扰用户。204

图11.4 多输入多输出（MIMO）干扰信道。只画出了一个干扰用户。205

图11.5 MISO干扰信道（前向链接）。只画出了一个干扰用户。206

图11.6 对各自带有一个发送天线的一个用户和单干扰源的空时-最小均方误差（ST-MMSE）接收端性能。基站有两个接收天线。性能随延迟扩展的减少和信干比（SIR）的减少而下降。210

图11.7 空时最小均方误差-最大似然（ST-MMSE-ML）接收机。第一阶段消除了同信道干扰（CCI）而让符号间干扰（ISI）通过到第二阶段的最大似然（ML）接收机。211

图11.8 Alamouti编码干扰的多输入多输出（MIMO）干扰消除。213

图11.9 发送波束成形可以引起小区间干扰214

图11.10 零波束成形器的示意图。通过利用空间特征中的差异在受害用户（译者注：干扰用户）的方向上形成零。215

图11.11 数量巨大的干扰源造成的准等方向干扰场。217

图11.12 信号幅度在阵列中是恒定的。干扰幅度在阵列中有独立同分布（IID）衰落。221

图11.13 干扰分集通过接收天线选择提供信干比（SIR）增益：221

图12.1 误包率（PER）（断线概率）对速率，SNR＝10dB,H＝Hw,MT＝MR＝2。10％的误包率（PER）对应近似3.9bps/Hz的发送信号速率。224

图12.2 误包率（PER）（断线概率）对信噪比（SNR），速率＝6bps/Hz,H＝Hw,MT＝MR＝2。在高信噪比时我们得到四重分集。225

图12.3 速率对信噪比（SNR），误包率（PER）＝10％，H＝Hw,MT＝MR＝2。容量增长是线性的，有二重分集。225

图12.4 最优发送信号限制表面（误包率（PER）对速率对信噪比（SNR）），MT＝2,MR＝2,H＝Hw。可达到的区域是表面的右边。226

图12.5 在10％断线率的频谱效率对使用水平编码的最小均方误差（MMSE）和有序连续对消（OSUC）的信噪比（SNR）。有序连续对消（OSUC）明显优于最小均方误差（MMSE）。229

图12.6 最小均方误差（MMSE）和有序连续对消（OSUC）的误包率（PER）对信噪比（SNR），速率＝2bps/Hz。有序连续对消的斜率（分集）比最小均方误差的更高。230

图12.7 对Alamouti编码和使用最小均方误差接收机（MT＝MR＝2,H＝Hw）的空间复用-水平编码的发送信号限制曲面（误包率（PER）对速率对信噪比（SNR）），曲面的交叉引起了分集对复用的问题。231

图12.8 误包率（PER）对信噪比（SNR），速率＝6bps/Hz,MT＝2,MR＝2,H＝Hw。Alamouti编码达到了四重分集（最优的）。使用最小均方误差接收的空间复用-水平编码有较低的斜率（分集）。231

图12.9 对于多种使用空间复用-水平编码的接收机，在90％可靠性的频谱效率对MT/MR（MR＝10）。最优曲线先线性增长，然后对数增长。232

图12.10 在10％的误包率（PER）时，吞吐量对信噪比（SNR）。次优发送导致性能损失。233

图12.11 取决于发送端和接收端上天线之间的协调程度的MIMO信道分类。234

表1.1　无线通信中天线的性能目标3

表3.1 SUI-3信道模型参数。模型可应用到有适度树密度的过渡地形（山地和平原之间）上43

表5.1 对不同多天线配置的阵列增益和分集重数（CU＝发送端未知信道；CK＝发送端已知信道）91

表7.1 空间复用-水平编码（SM-HE）接收机比较性能的概括144

表11.1 同信道干扰（CCI）消除的接收机——频率平坦信道209

表11.2 同信道干扰（CCI）抑制的接收机-频率选择性信道211